진동수주형 파력발전시스템의 전력변환장치 제어를 위한 PWM 기법 비교

1. 서 론

오늘날 환경 문제에 대한 이슈와 화석 에너지 고갈로 인해 신재생에너지의 활용을 통한 새로운 발전 방식에 대해 관심이 높아지고 있다(Cho[2015]). 많은 신재생에너지가 대체 에너지원으로 고려되고 있지만 그 중에서도 에너지 밀도가 매우 높은 에너지원인 해양에너지에 대한 관심이 높은 가운데 여러 연구가 진행되고 있다. 국토 면적은 좁지만 바다에 인접한 특징을 갖는 한국의 지형 특성상 해양에너지가 유용한 자원이 될 것이며, 파랑에너지에 대한 활용이 중요할 것이다.

파랑에너지를 이용한 발전장치 중에서 진동수주(Oscillating Water Column, OWC) 파력발전장치는 기계 부품이 해수에 잠기지 않기 때문에 상대적으로 다른 형태에 비하여 안정적이다(Drew et al.[2009]). OWC는 19세기부터 바다에서 길을 안내하기 위한 안개경보용으로 연구되어왔다. 이러한 기술을 바탕으로 항해 부표의 조명의 전기를 공급하기 위해 1947년부터 OWC 발전 장치를 적용해 왔다(Heath[2012]). 1970년대 이후로 계통에 연계하여 더 많은 전력을 공급하는 OWC 발전 장치를 연구하기 시작하였지만 개발 및 유지보수 비용, 수명 문제로 인해 OWC의 확산에 제한이 생겼다. 파력발전장치는 수 년 동안 상업화를 위해서 많이 노력하고 있고, 최근의 몇몇의 회사가 바다에서 파력발전장치 개발을 시도하기 시작했으며 그 중에서 OWC가 방파제 역할로서 가장 좋은 평판을 얻고 있다.

파력발전의 제어 방안은 크게 기계적 제어(Falcao et al.[2012]; Babarit and Clement [2006]; Falcao[2007]; Cho et al.[2011]), 전기적 제어(Luan et al.[2009]; Wang et al. [2008]; Aubry et al.[2012])로 구분할 수 있다. 기계적/전기적 통합 제어도 연구는 되었지만, 연구 결과가 많지는 않다(Alberdi et al.[2012]). 파력발전장치 제어를 위한 기계적 제어 방법은 위상 제어(Falcao et al. [2012]), 래칭 제어(Babarit and Clement [2006]), 최적 제어(Falcao[2007]), 밸브 제어(Cho et al.[2011]) 등 다양한 방법이 연구되었고, 전기적 제어 방법은 Proportional Integral(PI) 제어(Luan et al.[2009]), 전력 제어(Wang et al.[2008]), 전류 제어(Aubry et al.[2012]) 등 다양한 방법이 연구되었다. 하지만 전기적 제어 기법보다 파력발전을 위한 제어 방법은 입사파와 공진조건을 이용한 기계적 제어 방식들이 대부분 연구 되었고, 이는 전력변환장치(Power Conversion System, PCS)의 제어기 구현에 어려움을 제공하였다(Park et al.[2016]). 논문(Park et al.[2016])에서는 전력변환장치 모델링을 통한 단순하고 간단한 벡터제어기법(Space Vector PWM, SVPWM)을 제안했다. 논문 (Park et al.[2016])에서는 2상 회전좌표계에서 D축, Q축 전류 제어를 통해 파력발전장치를 제어하였고, 이는 빠른 응답성과 높은 효율을 나타내었다. 하지만 여기서 제안된 벡터 제어 방법은 연속 공간 벡터 변조 방식(Continuous-SVPWM, C-SVPWM)을 사용하기 때문에 스위칭 개수가 증가한다. 이에 따라 전력변환장치의 손실이 증가할 수 밖에 없고, 전력변환장치의 효율을 감소시키는 요인이 된다.

본 논문에서는 파력발전장치 제어기 성능 확인을 위한 영구자석동기발전기(PMSG)와 전력변환장치의 모델링을 진행하였고, 기존의 C-SVPWM을 이용한 벡터 제어 방법이 아닌 전력변환장치의 효율향상을 위한 개선된 벡터 제어 방법을 제안하였다. 기존의 벡터 제어와 마찬가지로 2상의 회전좌표계에서 D축, Q축 전류 제어를 통해서 발전기의 댐핑을 조절할 수 있지만, 전류의 피크 부분에서 불연속 공간 벡터 변조 방식(Discontinuous-SVPWM, D-SVPWM)을 통해 전력변환장치의 손실 감소 및 효율 향상을 얻을 수 있다. 기존의 방법은 구간에 상관없이 연속적인 스위칭 동작을 하기 때문에 스위칭 개수가 증가하고 이는 스위칭 손실을 증가시킨다. 하지만 제안하는 방법은 기준 전압에 불연속 스위칭 동작을 위한 옵셋전압 인가를 통해 새로운 기준 전압을 생성하고 이를 통해 D-SVPWM 방법을 사용한다. 이전에 제안되었던 D-SVPWM 방법은 상전압 피크 부분에서 60° 불연속 구간을 위한 옵셋 전압을 계산했다(Jeong et al.[2017], Yoo et al.[2015]). 이는 손실에 직접적으로 영향을 주는 상전류를 고려하여 옵셋 전압을 계산하지 않았기 때문에 손실 저감에 큰 영향을 줄 수 없다. 그래서 제안하는 방법은 상전류 기반의 옵셋 전압을 계산하고, 상전류 피크 부분에서 60° 불연속 구간 설정한다. 이를 통해 제안하는 방법은 전체적으로 높은 스위칭 손실 저감을 통해 전력변환장치의 전체 효율 향상을 기대할 수 있다. 제안하는 방법의 제어기 성능을 검증하기 위해 250 kW급 파력발전장치를 PSIM을 통해 시뮬레이션을 진행하였고, 결과분석을 통해 제안하는 방법의 성능을 입증한다.

2. OWC 파력발전장치를 위한 기존 제어 방법

2.1 파력발전장치를 위한 전력변환장치 구성

본 연구에 사용되는 OWC 파력발전장치는 Fig. 1에 나타난 것처럼 제주도 한경면 용수리에 설치된 500 kW급 용수파력발전장치 구조처럼 구성되어 있다. OWC 파력발전장치는 파도에너지를 기계적에너지로 변환하고, 최종적으로 기계적 에너지를 전기에너지로 변환한다. OWC 파력발전장치는 파랑에 의한 챔버 내의 공기가 상하로 진동하고 이에 따라 공기가 외부/내부로 왕복 운동을 한다. 왕복 운동하는 공기가 블레이드를 통과함으로써 터빈을 회전시키게 되고 이는 기계적 에너지로 변환한다. 터빈으로 전달된 기계 에너지는 발전기를 통해 전기 에너지로 변환된다. 하지만 신재생에너지 특성상 일정하지 않는 전압이 발생하기 때문에 이렇게 전달된 에너지는 전력변환장치(Power Conversion System, PCS)를 거쳐 일정한 전압과 주파수를 갖는 전기적에너지로 변환한다. 즉, 기계적에너지를 통한 발전기의 출력은 변화하는 주파수와 전압의 크기를 갖는 전기적 에너지이기 때문에 계통에 연계하여 파력발전장치를 운행하기 위해서는 PCS가 필수적으로 필요하다.

Fig. 1.

Construction diagram of OWC wave power generator.

PCS는 다양한 토폴로지를 가지고 있다. 그 중에서 국내의 파력발전장치는 Fig. 2에 나타난 것처럼 2가지 형태의 전력변환장치가 있다. Fig. 2의 (a)는 제주시 한경면 용수리에 위치한 파력시험장에 설치된 300 kW급 부유진자형 파력발전장치에 사용되었고, Fig. 2의 (b)는 동일한 위치에 500 kW급 용수파력발전장치에 사용되었다. 각각의 토폴로지는 장단점을 갖고 있다. Fig. 2(a)에 나타난 토폴로지(D-converter)는 가격이 저렴하고, 제어가 간단하다는 장점을 갖고 있지만 입/출력 제어의 범위에 한계가 있다. 그래서 일반적으로 소용량(~수십 kW급) PCS에 사용된다. Fig. 2(b)에 나타난 토폴로지(Back to Back(BTB) converter)는 제어의 범위가 넓지만, 가격이 상승하고 제어가 복잡해지는 단점을 갖고 있다. 그래서 가격이 증가하더라도 성능이 중요한 대용량 전력변환장치에 사용된다. 본 논문은 수 백 kW급 OWC 파력발전장치를 위해 입/출력 제어의 범위가 넓고 대용량 전력변환장치에 적합한 BTB converter를 사용하여 분석을 진행하였다.

Fig. 2.

Power converter type: (a) Diode rectifier type (D-converter), (b) Back to Back converter type (BTB-converter).

2.2 발전기 측 전력변환장치 모델링

Fig. 3에는 BTB converter 토폴로지의 발전기 측 제어를 위한 블록 다이어그램이 나타나 있다. 상위 제어기는 발전기의 속도를 제어하는 속도제어기로 구성하였고, 하위 제어기는 발전기의 토크, 파워, 그리고 전류를 제어하기 위한 전류제어기로 구성하였다. 전류제어기의 출력은 C-SVPWM을 이용해서 발전기 측 컨버터를 제어하였다. 발전기 측 컨버터를 제어하는 이유는 발전기에서 최대의 파워를 출력해야하기 때문이다. 즉, 발전기에서 최대의 파워를 만들어내는 발전기의 속도를 기준 속도로 속도제어기를 구성한다.

Fig. 3.

Conventional vector control block diagram for controlling power converter of OWC wave power system.

발전기의 역기전력(Back-EMF)는 정현파이고, 자기포화(magnetic saturation)을 무시한다고 가정한다면 다음과 같이 발전기의 수학적 모델을 얻을 수 있다.

$\[ \left[\begin{array}{c}{v}_{aw}\\ v_{bw}\\ v_{cw}\end{array}\right]=R_{sw}\left[\begin{array}{c}{i}_{aw}\\ i_{bw}\\ i_{cw}\end{array}\right]+\frac{d}{dt}\left[\begin{array}{c}{\lambda }_{aw}\\ {\lambda }_{bw}\\ {\lambda }_{cw}\end{array}\right] \]$

(1)

여기서, λ_aw, λ_bw, λ_cw는 발전기 고정자의 각 상의 쇄교자속이고, i_aw, i_bw, i_cw는 각 상의 전류, 그리고 v_aw, v_bw, v_cw는 각 상의 전압을 나타낸다. 이를 D-Q 변환을 통해 회전좌표계로 식 (1)을 나타내면 식 (2)와 같이 나타낼 수 있다.

$\[ \left[\begin{array}{c}{v}_{dw}\\ v_{qw}\end{array}\right]=R_{sw}\left[\begin{array}{c}{i}_{dw}\\ i_{qw}\end{array}\right]+\frac{d}{dt}\left[\begin{array}{c}{\lambda }_{qw}\\ {\lambda }_{dw}\end{array}\right]-{\mathrm{\omega }}_m\left[\begin{array}{c}{\lambda }_{qw}\\ {\lambda }_{dw}\end{array}\right] \]$

(2)

여기서 λ_dw, λ_qw는 회전 좌표계 상의 D-Q 쇄교자속, v_dw, v_qw는 회전 좌표계 상의 D-Q 전압, i_dw, i_qw는 회전 좌표계 상의 D-Q 전류를 각각 나타내고, 그리고 ω_m는 회전속도이다.

$\[ {\lambda }_{dw}=L_{qw}\mathrm{*}{i}_{qw} \]$

(3)

$\[ {\lambda }_{qw}=L_{dw}\mathrm{*}{i}_{dw}+{\mathrm{\Phi }}_f \]$

(4)

여기서 Φ_f는 고정자 권선에 쇄교하는 자속을 나타내고, 그리고 이에 따른 전자기적 토크는 식 (5)에 나타나 있다.

$\[ T_{mw}=\frac{3}{2}\left({\mathrm{\Phi }}_f\mathrm{*}{i}_{qw}+\left(L_{dw}-L_{qw}\right)\mathrm{*}{i}_{dw}\mathrm{*}{i}_{qw}\right) \]$

(5)

2.4 기존의 연속 공간 벡터 변조 기법(Continuous-SVPWM, C-SVPWM)

Fig. 3에 나타난 것처럼 기준 전압을 만들고 BTB converter를 제어하기 위해서는 스위칭 신호를 만들어야 한다. 스위칭 신호를 만들기 위해서 PWM 방식을 사용하는데, 일반적으로 널리 사용되는 전압 변조 방식은 C-SVPWM이다.

C-SVPWM은 PWM 방식 중 하나로써 기준 전압 벡터를 벡터공간상의 한 위치에 두고 기준 전압과 가까운 전압 벡터의 조합으로 스위칭 신호를 만든다.

Fig. 4(a)는 2-레벨 토폴로지의 공간 벡터도를 나타낸다. 2-레벨토폴로지는 총 8개의 전압 상태(v₀~v₇)를 갖으며, 인접한 벡터를 기준으로 총 6개의 섹터로 구분할 수 있다. Fig. 4(a)에 나타난 것처럼 기준 전압(v*)이 섹터 1에 있으면 인접한 전압 벡터(v₁, v₂, v₀)의 합으로 기준 전압(v*)을 다음 식과 같이 계산할 수 있다.

Fig. 4.

(a) The space vector of the 2-level converter, (b) the switching sequence of space vector modulation according to sector 1.

$\[ v^{\mathrm{*}}\mathrm{*}{T}_s=v_1\mathrm{*}{T}_1+v_2\mathrm{*}{T}_2+v_0\mathrm{*}{T}_0 \]$

(10)

$\[ T_s=T_1+T_2+T_0 \]$

(11)

여기서 T₁, T₂, T₀는 각 전압 벡터(v₁, v₂, v₀)에 인가되는 시간이고, T_s는 샘플링 주기를 나타낸다. 각 벡터의 인가되는 시간 T₁, T₂, T₀는 다음과 같이 계산할 수 있다.

$\[ T_1=\frac{2}{\sqrt{3}}\mathrm{*}{T}_s\mathrm{*}{M}_i\mathrm{*}\sin \left(\frac{\mathrm{\pi }}{3}-{\mathrm{\theta }}^{\mathrm{*}}\right) \]$

(12)

$\[ T_2=\frac{2}{\sqrt{3}}\mathrm{*}{T}_s\mathrm{*}{M}_i\mathrm{*}\sin \left({\mathrm{\theta }}^{\mathrm{*}}\right) \]$

(13)

$\[ T_0=T_s-T_1+T_2 \]$

(14)

여기서, M_i는 모듈레이션 인덱스를 나타내고, θ^*는 기준 전압의 각을 나타낸다. 위에서 계산된 시간과 전압 벡터를 이용해 스위칭 신호를 만든다. Fig. 4(b)는 섹터 1일 때 PCS의 스위칭 패턴을 나타낸다.

하지만 연속 공간 벡터 변조 방식은 매 샘플링 주기마다 스위칭을 하기 때문에 수 백 [kW]급 이상의 대용량 파력발전시스템에서는 스위칭 손실이 과다하고 스위칭 주파수를 제한하여 사용해야 한다. 그래서 전력변환장치의 전류에 성능에는 영향을 거의 주지 않으면서 스위칭 손실을 저감할 수 있는 연구가 필요하다.

3. OWC 파력발전장치의 효율 향상을 위한 불연속 변조 기법(Discontinuous-PWM, D-SVPWM)

일반적으로 널리 사용되는 C-SVPWM은 한 주기 동안 모든 스위치가 한 번씩 스위칭하는 전압 변조 방식이다. 하지만 스위칭 손실 저감을 위해 3상의 스위칭 중에 2상만 스위칭하는 D-SVPWM 방식이 있다. 불연속 구간을 어디에 설정하는가에 따라서 여러가지 변조 방식이 존재하지만, 본 논문에서 제안하는 방법은 불연속 구간을 전류의 피크 부분에서 스위칭을 하지 않는 방법을 사용한다. 이는 전류에는 영향을 거의 주지 않으면서 스위칭 손실도 최대로 저감할 수 있는 장점을 갖는다.

이전에 D-SVPWM 방법은 상전압의 피크를 기준으로 불연속 구간을 설정하였다. 하지만 이 방법은 손실에 직접적으로 영향을 주는 상전류를 고려하지 않았기 때문에 손실 저감에 큰 영향을 줄 수 없다(Jeong et al.[2017]; Yoo et al.[2015]). 그래서 제안하는 방법은 한 주기 중에서 상전류의 피크 60°를 기준으로 스위칭을 하지 않도록 하여 스위칭 주파수를 감소시킨다. 즉 한 주기 동안 스위칭이 1/3이 감소하기 때문에 스위칭 주파수를 1/3 정도 감소해서 할 수 있다. 이전에 D-SVPWM 방법처럼 상전압을 기준으로 피크 60° 구간 동안 스위칭을 안하는 방법보다 제안하는 방법처럼 상전류를 기준으로 피크 60° 구간 동안 스위칭을 하지 않는 방법이 스위칭 손실 측면에서 더욱 손실 저감이 가능하다. 이는 손실에 영향을 주는 것은 실제적으로 전류에 기반하기 때문이다.

Fig. 5은 변조 방식에 따른 기준 전압 및 스위칭 파형을 나타낸다. Fig. 5(a)에 나타난 방법은 기존에 사용하는 C-SVPWM의 방법으로 모든 구간에서 스위칭을 하기 때문에 스위칭 손실이 증가할 수 밖에 없다. 하지만 Fig. 5(b)에 나타난 제안하는 D-SVPWM 방법은 전류의 크기가 가장 큰 60도 구간에서 스위칭을 하지 않기 때문에 스위칭 손실이 감소될 수 있다.

Fig. 5.

Comparison of reference voltage and switching waveform according to PWM method: (a) C-SVPWM, (b) D-SVPWM

제안하는 D-SVPWM방법은 기존의 PI 제어기를 이용한 연속 공간변조 방식에서 얻은 각 상의 기 준 전압을 그대로 이용하는 것이 아니라 기준 전압을 변형시켜 불연속 구간을 만들기 위해 Fig. 6에 나타난 것처럼 D-SVPWM을 하기 위한 옵셋 전압을 각 상의 기준전압에 인가한다. 제안하는 D-SVPWM의 옵셋 전압을 계산하는 방법은 다음과 같다. 먼저 식 (2), (7)을 이용해 다시 DQ-abc변환을 하면 각 상의 기준 전압(v_a^*, v_b^*, v_c^*)을 생성할 수 있다. 이렇게 얻어진 각 상의 기준 전압을 이용해 다음 식 (14), (15)를 통해 최댓값과 최솟값을 고르고 중간 값은 생략한다.

Fig. 6.

Control block diagram of the proposed D-SVPWM method.

그 다음 계산된 v_max, v_min에 대응하는 기준 상전류를 계산한다. 기준 상전류는 기준 전압의 각(θ^*)과 컨버터나 컨버터/인버터의 R, L 성분을 고려하여 계산할 수 있다. v_max에 해당하는 기준 상전류를 i_max, i_min에 해당하는 기준 상전류를 i_min이라고 정의한다. 그리고 i_max, i_min의 절대 값을 비교해서 다음 식과 같이 제안하는 D-SVPWM을 위한 옵셋 전압을 계산할 수 있다.

4. 시뮬레이션 결과 및 데이터 분석

4.1 시뮬레이션 결과

제안하는 방법의 성능을 검증하기 위해 연속 공간 벡터 방식과 제안하는 D-SVPWM의 시뮬레이션을 진행하였다. Table 1은 OWC 파력발전시스템의 전력변환장치 모델링을 위한 시뮬레이션 조건을 나타내고 있다. 기존 방법(C-SVPWM)과 제안하는 방법(D-SVPWM)은 Table 1에 나타난 것처럼 동일 시뮬레이션 조건 하에서 성능 비교를 진행하였다.

Table 1.

Simulation conditions of power converter of OWC wave power device

Fig. 7는 정상 상태에서 발전기 측 컨버터의 입력 전압/전류, 3상 입력 전류, 입력 PLL, a-상 입력 전류의 FFT 분석을 나타낸다. Power Factor(P·F)는 전압과 전류의 위상 차이를 알아보는 지표이며, 전압과 전류의 위상(θ)을 가지고 cos(θ)를 통해 계산할 수 있다. 다시 말해서, 전압과 전류의 위상이 발생하지 않으면 P·F는 1에 수렴할 것이고, 이는 유효 전력만 공급할 수 있다. C-SVPWM과 D-SVPWM 모두 입력 전압과 전류가 동상이기 때문에 Power Factor(P·F) 값이 1에 수렴하는 것을 확인할 수 있다. 이는 두 방법 모두 입력 측의 발전기의 각을 이용해서 전류 제어의 D-Q 변환을 수행했기 때문이다. 이는 입력 Phase Lock Loop(PLL) 파형을 통해서도 확인할 수 있다. PLL은 입력 전압의 위상을 확인하는 방법인데, 두 방법 모두 입력 전압의 위상을 전류가 정확하게 따라가는 것을 확인 할 수 있다. 하지만, 기존 C-SVPWM이 제안하는 D-SVPWM 방법보다 전류 성능이 뛰어나다. 이는 C-SVPWM은 매 샘플링 주기마다 스위칭을 하기 때문에 불연속 스위칭 동작하는 D-SVPWM보다 전류의 파형이 좋고(리플이 감소), 이는 전류 FFT 분석을 통해서 입력 전류의 성능이 D-SVPWM보다 C-SVPWM이 좋은 것을 확인할 수 있다.

Fig. 7.

Simulation waveforms of input a-phase voltage (vsa)/current (isa), three-phase input current (isa, isb, isc), input PLL (PLLin), the FFT analysis of input current: (a) C-SVPWM, (b) D-SVPWM

Fig. 8은 정상 상태에서 계통 측 컨버터의 계통 전압/전류, 3-상계통 전류, 계통 PLL, a-상 계통 전류의 FFT 파형을 나타낸다. 계통 측 컨버터의 역시 Power Factor(P·F) 값이 1에 수렴하는 것을 확인할 수 있다. 이는 두 방법 모두 계통 전압을 이용해 PLL을 수행하기 때문이다. 그림 8에 나타난 것처럼 발전기 측 컨버터와 다르게 계통 측 컨버터는 D-SVPWM을 사용하더라도 계통 전류에는 크게 영향이 없는 것을 확인할 수 있다. 이는 3-상 계통 전류 파형과 계통 전류의 FFT 분석을 통해서 확인할 수 있다. 즉, D-SVPWM의 불연속 동작 스위칭 동작은 계통 전류에는 크게 영향을 주지 않는 것을 확인 할 수 있다. 결론적으로 제안하는 방법을 사용했을 때는 입력전류에는 영향을 줄 수 있지만 실제 출력 전류에는 거의 영향을 주지 않는 것을 확인할 수 있다.

Fig. 8.

Simulation waveforms of grid a-phase voltage (ia_grid)/current (ia_grid), three-phase input current (ia_grid, ib_grid, ic_grid), grid PLL (PLLgrid) FFT of grid current and DC-Link voltage (Vdc): (a) C-SVPWM, (b) D-SVPWM

Fig. 9은 입력 측/계통 측에서 기존 방법과 제안하는 방법의 a-상 전류, a-상 스위치의 시뮬레이션 파형을 나타내고 있다. 제안하는 방법은 기준 전압에 불연속 구간을 만들기 위한 옵셋 전압을 넣어서 변형된 기준 전압을 사용한다. 그래서 제안하는 방법은 기준 전압 변경에 따른 입력 측/계통 측 스위칭 파형이 불연속 하게 나타나는 것을 확인할 수 있다. 하지만 입력 측의 전류와 다르게 계통으로 나가는 계통 전류에는 C-SVPWM하고, 전류의 성능이 크게 차이가 나지 않는 것을 확인할 수 있다. 이는 DC-Link가 범퍼 역할을 할 수 있고, 계통의 전압이 일정 크기와 주파수를 갖기 때문에 변동성이 크지 않기 때문이다.

Fig. 9.

Simulated waveforms of a-phase current (isa) and a-phase switch (sau_in) of the conventional method and the proposed method at (a) input side/(b) grid side

Fig. 10은 입력 파워 변화에 따른 a-상 입력 전압/전류, a-상 스위치, D-축 전류, Q-축 전류의 시뮬레이션 파형을 나타내고 있다. C-SVPWM과 D-SVPWM은 입력 파워가 변화하더라도 정확히 기준치를 추종하는 것을 확인할 수 있다. 하지만 D-SVPWM은 기존 방법보다 불연속 스위치 동작에 따른 스위칭 개수가 줄어들기 때문에 전류의 리플이 약간 증가한 것을 확인할 수 있다.

Fig. 10.

Simulated waveforms of a-phase input voltage (vsa)/current (isa), a-phase switch waveform (sau_in), D-axis current (isD), Q-axis current (isQ) during transient state from100 [%] to 70 [%] of rated power : (a) C-SVPWM, (b) D-SVPWM

Fig. 11은 출력 파워 변화에 따른 a-상 계통 전압/전류, a-상 스위치, D-축 전류, Q-축 전류의 시뮬레이션 파형을 나타내고 있다. C-SVPWM과 D-SVPWM은 입력 파워 변동과 마찬가지로 출력 파워가 변화하더라도 정확히 기준치를 추종하는 것을 확인할 수 있다. 또한, 제안하는 방법은 기존 방법보다 스위칭 개수가 줄어들었지만 입력 측과 다르게 계통 측 전류의 리플은 크게 변화하지 않는다. 이는 제안하는 방법은 불연속 스위칭 알고리즘을 사용 하더라도 계통 측에 전류에는 크게 영향을 주지 않는다. 결과적으로 제안하는 방법은 입력 측에서는 전류의 리플이 증가하게 되지만, 커패시터 이후에 제어하는 계통으로 출력하는 전류의 성능에는 크게 영향을 주지 않는 것을 확인할 수 있다. 이는 발전기 단에서 DC 전압으로 변환하고 일정 DC 전압을 가지고 출력 측에 전력을 공급하기 때문에 입력 측보다 출력 측에서는 좀 더 안정된 전류를 공급한다.

Fig. 11.

Simulated waveforms of a-phase grid voltage (va_grid)/current (ia_grid), a-phase switch waveform (sau_grid), D-axis current (iD_grid), Q-axis current (iD_grid) during transient state from100 [%] to 50 [%] of output power : (a) C-SVPWM, (b) D-SVPWM

4.2 데이터 분석자료

Fig. 12는 C-SVPWM과 D-SVPWM의 입력 파워 변화에 따른 전류(i_sa, i_{a_grid})의 THD 값을 보여주고 있다. C-SVPWM은 연속 스위칭 동작을 하기 때문에 스위칭 개수가 D-SVPWM보다 많다. 그래서 기존 방법이 전체적으로 제안하는 방법보다 THD 값이 더 낮은 것을 확인할 수 있다. 하지만 계통 측 전류의 THD는 입력 파워가 약 60 [kW] 이상이 되었을 때 D-SVPWM 역시 5 [%] 이하의 THD를 갖는다. 이는 입력 파워가 약 60 [kW] 이상이 되었을 때 제안하는 방법처럼 불연속 스위칭 동작을 하더라도 계통에서 요구하는 THD가 5 [%] 이하의 전류 성능을 갖을 수 있다.

Fig. 12.

Comparison graph of current THD according to C-SVPWM and D-SVPWM with input power change at (a) Machine side current (isa), (b) Grid side current (ia_grid)

Fig. 13는 입력 파워에 따라서 전력변환장치 스위치의 평균 스위칭 주파수를 나타낸다. 제안하는 방법은 입력 파워의 크게 상관없이 평균 스위칭 주파수가 기존 방법보다 작은 것을 확인할 수 있다. 이는 D-SVPWM은 구간에 따라 불연속 동작을 하기 때문이다.

Fig. 13.

Comparison graph of average switching frequency of C-SVPWM and D-SVPWM according to input power change.

Fig. 14는 입력 파워에 따른 기존 방법과 제안하는 방법의 스위칭 손실과 총 손실 그래프를 나타낸다. 컨버터에서 발생하는 손실(P_loss)는 다음과 같이 스위칭 동작을 통해서 발생하는 스위칭 손실(P_{loss_swit})과 스위치가 온 되었을 때 흐르는 전류에 의해서 온 저항에서 발생하는 도통 손실(P_{loss_cond})로 구성된다.

Fig. 14.

Comparison graph of loss of C-SVPWM and proposed method (D-SVPWM) according to rated power: (a) switching loss, (b) total loss.

$\[ P_{loss}=P_{loss\_swit}+P_{loss\_cond} \]$

(17)

모든 입력 파워에서 C-SVPWM보다 D-SVPWM의 스위칭 손실과총 손실이 더 작게 나타나는 것을 확인할 수 있다. 이는 D-SVPWM은 불연속 스위칭을 통해 스위칭 손실이 감소하였지만 도통 손실은 거의 일정하기 때문에 총 손실에서는 기존 방법보다 더 작을 수 있다.

Fig. 15은 입력 파워에 따른 발전기/계통 측 전력변환장치의 총 효율(η_conv)을 나타낸다. 총 효율(η_conv)은 식 (17)을 이용해 다음 식을 통해서 계산할 수 있다.

Fig. 15.

Total efficiency of C-SVPWM and D-SVPWM with input power variation (ηconv).

$\[ {\mathrm{\eta }}_{conv}=\frac{P_{input}-P_{loww}}{P_{input}}\mathrm{*}100 \]$

(18)

여기서, P_input는 입력 파워의 크기이고, P_loss는 컨버터의 총 손실을 나타낸다. D-SVPWM은 입력 파워에 따라서 기존 방법보다 약 0.3~0.5 [%] 정도의 효율이 상승한 것을 확인할 수 있다. 이는 기존에 보고된 다른 문헌들처럼[Jeong et al.[2017], Yoo et al.[2015]] 유사한 효율 상승을 보여준다. 이는 정격용량 210kW 기준으로 손실측면에서 1050W정도 저감이 가능하고, 전체 파력발전장치(1차변환, 2차변환, 3차변환)의 효율은 더욱 크게 증가할 수 있다.

Fig. 16은 기존 방법과 제안하는 방법에서 입력 파워 변화에 따라서 Power Factor(P·F)를 나타내고 있다. 기존 방법과 제안하는 방법 모두 입력 파워에 상관없이 Power Factor(P·F)가 약 1이 나오는 것을 확인할 수 있다. Table 2는 출력 용량 210 [kW]에서 C-SVPWM과 D-SVPWM의 성능 비교를 정리한 표이다.

Fig. 16.

Power Factor(P·F) of C-SVPWM and D-SVPWM with input power variation.

Table 2.

Performance comparison between conventional (C-SVPWM) and proposed (D-SVPWM) methods

5. 결 론

본 논문은 영구자석동기발전기(PMSG)와 전력변환장치(PCS) 모델링을 통해 파력발전장치를 위한 전기적 제어 기법을 제안하였다. 기존 벡터 제어와 마찬가지로 2상 회전좌표계(D-Q변환)에서 전류제어 기반 제어기를 사용하였고, 이는 간단하게 구현될 수 있는 장점이 있다. 하지만 제안하는 방법은 기존 벡터 제어에서 사용하는 C-SVPWM이 아닌 기준 전압에 D-SVPWM을 위한 옵셋 전압을 인가해 새로운 기준 전압을 사용하는 벡터 제어 방식을 사용하였다. 이전에 D-SVPWM 방법처럼 상전압 피크 부분에서 불연속 스위칭 동작을 하지 않고 제안하는 방법의 변형된 기준 전압은 상전류의 피크 부분에서 불연속 스위칭 동작을 하기 때문에 전류 성능에는 큰 영향을 주지 않지만 스위칭 손실을 감소시키고 전력변환장치의 효율을 증가시켰다. 제안하는 방법은 시뮬레이션을 통해 기존 벡터 제어 방법보다 성능이 향상된 것을 확인할 수 있다. 추후 영구자석동기발전기(PMSG) 및 전력변환장치의 축소 모델을 이용해서 제안된 방법의 성능을 검증할 예정이다.

Acknowledgments

본 논문은 선박해양플랜트연구소의 주요사업인 “파력발전 통합 성능 및 구조안전성 해석기반 구축을 위한 WECAN 개발”에 의해 수행되었습니다(PES3240).

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